为系统设计选用好低成本传感器及与ADC的组合

作者：信息来源:电子市场 2006-12-4

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前言大多数传感器本质上都是模拟的，为低成本与提高精度，必须数字化后才可用于当前的电子系统中。为此，本文将模数转换器(ADC)与传感器设计的基本理念及如何利用传感器和ADC的比率特性来提高精度、减少元件数目、降低成本及节省电路板空间等关系到工控捡测系统设计首要环节的技术问题作分析说明。 1、阻性检测的传感器许多...

前言

大多数传感器本质上都模拟的，为低成本与提高精度，必须数字化后才可用于当前的电子系统中。为此，本文将模数转换器(ADC)与传感器设计的基本理念及如何利用传感器和ADC的比率特性来提高精度、减少元件数目、降低成本及节省电路板空间等关系到工控捡测系统设计首要环节的技术问题作分析说明。

1、阻性检测的传感器

许多传感器的输出与其电源电压都是成比例的。通常是因为产生输出的感应元件是比率器件。最常见的比率元件是电阻器，其阻值随被测量的变化而变化。电阻式温度检测器(RTD)和应变计都是典型的阻性敏感元件。

阻性元件的比率性是由于其阻抗不能直接测量。其值是由电阻两端的电压与经过电阻的电流的比值确定的，使用阻性元件的传感器通常令一个电流流过电阻并测量其电压。在输出传感器之前，可以将该电压进行放大或电平偏移，但是其大小仍然与流过电阻的电流相关。如果该电流来自于电源电压，那么传感器的输出与电源电压成比例。

Vs = Ve (P×S+C)-------------- 公式1
上述公式1描述了这类比例传感器的输出(见图1所示)，其中Vs是输出信号，Ve是激励电压，S是传感器的灵敏度，P是所测数的量值，C是传感器的失调量。

例如Honeywell公司的 MLxxx-C系列压力传感器是在许多汽车比例传感器中具有代表性的器件。当在5V标称电源电压下工作时，失调电压为0.5V，满量程输出为4.5V。如果改变激励电压，失调电压和满量程输出会随之按比例变化。

若只有在知道激励电压情况下才能使用输出信号，则这在许多应用中是很不方便的。为了解决这一问题，设计者在电路上增加了一个电压基准。这种器件可提供非常精确的电压，并与温度和电源电压无关。如果流经感应电阻的电流来自于基准电压，那么公式1中的Ve可用一个常数替换。如Honeywell公司的MLxxx- R5系列压力传感器就是非比例传感器。当在7V和35V之间的任何电源电压下工作时，失调都是1V，满量程输出为6V。

2、模数转换器(ADC)及与阻性器件的组合

本技术实际上是讨论ADC和传感器输入的组合。

2.1 ADC设计用的几个基本理念

*ADC参考电压、量化与采样

ADC是用于将传感器信号数字化的比例器件，见图2(a)所示。ADC主要用来采样模拟信号，并将采得的样本值转换威一连串代表那些信号的名字，这一过程叫做量化。

输入信号可以是温度、压力、电压、电流、距离或光强等模拟量，数字值用二进制或二进制编码的十进制(BCD)符号表示。ADC输出的位数被称为分辨率。每次量化将产生一个2N位的输出字(其中N代表分辨率)。量化会使输入电压的准确值变得不确定，这种不确定性称做量化误差，量化误差限制ADC的动态范围。

ADC在量化时需要一个参考电压，这个参考电压可以由另外一个IC提供，也可以由ADC内部提供。当ADC采样一个模拟波形时，它首先将输入电压除以参考电压，然后再乘上分辨率，并对结果进行编码，见图2(b)所示。

ADC会重复执行量化过程。ADC量化的速率被称作采样率，采样率用每秒样本数定义。两次采样之间的时间将限制ADC能够正确加以转换的信号频率，这在频域中非常容易解释。如果输入信号中的频率分量超过采样频率的一半，那么较高频率的分量信号将出现在较低频段内，这就是众所周知的奈奎斯特理论。

采样和量化是非常重要的概念，它们决定了一个理想ADC的性能极限。对于一个理想的ADC来说，代码变化只有1个最低有效位(LSB)的间距，因此N位ADC有2N个代码，1LSB=FS/2N，其中FS为满幅模拟输入电压。

实际的ADC并不能提供与理想ADC一样的性能，这也是ADC数据手册之所以有这么多交流和直流性能规格的原因。

*ADC的数字化输出

无论ADC内部架构如何，所有ADC都是通过对未知输入电压与已知参考电压相比较来工作的。从图2(b)看出ADC的数字化输出是输入电压与参考电压的比值乘以ADC的满量程读数。考虑到内部放大和设计的多样性，还需要一个比例因子K。无论K值大小，只要ADC的配置未改变，K值都保持固定不变。公式4描述了一个普遍意义上的ADC 的数字读数(D)和输入信号(Vs)，参考电压(Vref)，满量程读数(FS)以及比例因子(K)间的关系。
D = (Vs/Vref)FS x K --------------------公式2

参考电压的来源与ADC的具体设计有关。在一些ADC中参考电压是电源电压，而在另一些ADC中参考电压来自于内部基准源，在其他设计中，用户必须将参考电压连接至ADC的Vref输入端。如果使用了内部或外部电压基准，使参考电压成为一个衡定值，则公式4可简化为公式5，其中K2是一个新的常数，其值为FS x K/Vref。
D = Vs x xK2 ----------------公式3

2.2利用ADC的参考电压输入省去传感器电压基准的设计

*传感器的测量

由一个非比例传感器和具有固定参考电压的ADC组成的系统的输出为：
D=PxS2K2 + C2K2---------------- 公式4

公式4给出了所需的确切关系。数字量值(D)大小与P的变化成比例，并且仅受P改变的影响。D不受温度和电源电压变化的影响。

*应用汽车工业中的ADC技术成功捷径-ADC的参考电压输入省去电压基准的设计

利用电压基准稳定传感器和ADC是一种有效且必要的技术。然而，并非总是最好的技术。那怎么办？为此将讨论如何创造性地利用ADC的参考电压输入，从而省去许多传感器电路中的电压基准和电流源。

这种设计节省了元件成本、电路板空间以及电压“净空”。由于省去了电压基准，非理想基准相关的误差也不复存在，因此精度也有所改善。这种技术已在汽车工业中应用多年。传感器和ADC与电源电压的比例关系一经确定，便无需精确的电压基准。这些电路中ADC的灵敏度会随温度或电源电压的变化而变化。虽然如此，ADC和传感器输入的组合还是相当稳定的。

*与电源电压成比例的传感器

将公式1中的输入信号(Vs)代入公式2，便可得到测量比例传感器时ADC的输出。得出公式5，该公式表示：D是P，Ve和Vref的函数。

D = P(S× FS ×K × Ve/Vref) + C(FS ×K ×Ve/Vref)----------- 公式5

如果Ve和Vref电压来自同一个电源，则很容易得到恒定的Ve/Vref比值。设Ve/Vref比值为一个常数。因此，这就说明无需电压基准也能实现相同的性能。从实际应用的角度来看，Ve和Vref必须足够大，这样才能避免噪声干扰；同时Ve和Vref还必须处于ADC和传感器所指定的范围内。用正电源电压作为Ve和Vref的电压源通常可以满足上述要求，并且允许为大量并联的压力、霍尔效雀应等多种传感器供电，如图3所示。

在图3中MAX1238的前端有一个12输入的多路复用器，且内置一个电压基准AIN11/Vref。在这种情况下，虽没有与ADC基准有关的附加成本，但是如要给10个传感器中的每个都增加基准则会使成本明显增加。 MAX1238还允许AN11输入作为参考电压。将AN11作为参考输入并将其连接至5V电源，可设置ADC的满量程输入为5V，并便于与比例型传感器配合使用。在图3中，MAX1238的内部参考电压并非闲置。可用软件控制内部电压基准并用于诊断，如测量电源电压。可通过连接到输入AN10的分压器来实现。

图图3的拓扑非常适合汽车应用和那些由单电源供电，供电线路上压降很小的应用。并不适合那些工作中必须使用导线的传感器或者是ADC和传感器由不同电源供电的应用。如果ADC和压力传感器整合于一个部件中，则电流源的电压基准也可为ADC提供参考电压。该设计中电流驱动传感器的电流源由一个电阻，一个运算放大器和一个电压基准组成。电压基准同时被用来稳定传感器和ADC，使它们不受变化的温度和电源电压的影响。

*无需电流源或电压基准的传感器和ADC组合设计方法。图4所示电路。

需要注意的是：虽然传感器和ADC的组合在整个温度范围内都很稳定，但是ADC和传感器都具有很大的温漂。如果单独测量，传感器的灵敏度将随温度的升高而降低，而ADC的灵敏度则升高。由于在整个温度范围内ADC输出不是稳定的，所以将该方法用于ADC有多路输入的电路时必须特别小心。

理论上，可以采用多通道输入ADC和数个串联驱动的电流型传感器。然而，传感器串联会使得激励电流(Ie)，传感器信号(Vs)以及参考电压(Vref)更低。当传感器串联时，需要特别注意对ADC Vref的要求及系统噪声。

2.4电阻式温度检测器(RTD)及与ADC组合

RTD是另一种通常与电流源配合使用的传感器。RTD的常用材料是铂，通常具有约3，800ppm/°C的正温度系数。测量RTD的传统方法是将其作为电阻桥的一个端子。然而，在实际应用中，很少使用电阻桥。低成本高分辨率ADC的存在，使得只需驱动一个电流流过RTD，并直接测量RTD两端的电压这种简单方案更为经济。这种方法避免了非平衡桥的非线性问题，并且省去了组成电阻桥的三个精密电阻。

图5中的电路也无需利用电桥或者稳定的电流源来测量RTD (Rt)。该电路只需要一个稳定的基准电阻(R1)和一个低等级的限流电阻即可。

图5中ADC的输出：D = FS × K × (Rt/R1)------- 公式6

如果R1是定值，D则正比于、且仅随Rt的变化而变化，这正是所期望的结果。

由公式6可以看出，R2不影响读数；R2降低了Rt所消耗的功率。如果没有R2的话，Rt的自身热量将导致温度示数出现很大误差。R2还降低了ADC的共模输入电压。这对某些共模输入电压范围小于电源电压的ADC是非常必要的。

一些ADC可提供两个互相匹配的电流源用于精确测定远程RTD。在这些应用中长导线的电阻会增加RTD的阻抗，从而产生误差，必须想办法去除。成本最低的解决方案是采用三线RTD。电流源1可用于产生RTD两端的压降。该电流源还在通向RTD的上部导线上产生额外的压降。为了补偿这个多余的压降，用电流源2在中间的导线上产生一个压降。通过RTD底部的导线使这两个电流源流向地。RTD上三根导线的长度和材料都相同，这样可使彼此之间的电阻非常接近。匹配电阻传送匹配电流可产生匹配的压降。因此，上部的两根导线压降彼此抵消，ADC上的差分输入电压与RTD两端的电压相同。

2.4温度与压力

图6结合了图4和图5中的设计理念，采用一个很简单的电路，以单个电阻作为基准同时测量温度和压力。Vs1和Vs2的幅值相差很大。这个差值可通过改变ADC (例如MAX1415)内置可编程增益放大器(PGA)的增益进行调节。这些转换器允许PGA对每个通道都设置不同的增益。增益的改变可使公式4中的K值改变，因此，允许单个参考电压能够适应较宽范围的输入电压。

3、关于ADC架构

由于ADC内部架构是应用与设计的基础，为此需对，ADC架构是指什么作说明？
ADC架构分为逐次逼近型架构、快闪架构、管道式架构及Sigma-Delta架构值此介绍前三种。

逐次逼近型ADC架构，见图7(a)所示逐次逼近型架构示意图。

逐次逼近型ADC(SAR)转换器将模拟输入电压与一系列连续的小电压进行比较，每个电压代表了数字输出码中的一个位，这些电压是满幅输入电压的分数(1/2，1/4，1/8，1/6…1／2N，其中N是位数)。

第一次比较是在模拟输入电压和代表最高有效位(MSB)的电压之间进行。如果模拟输入电压大于MSB电压，那么MSB值就被置为1，如果不大于MSB电压，MSB就被置为0。第二次比较在模拟输入电压和代表MSB与下一个最高有效位之和的电压之间进行比较，第二个最高有效位的值也由此确定。第三次比较在模拟输入电压和代表三个高有效位之和的电压之间进行比较。不断重复这一过程直到确定最低有效位LSB。

例，适合高级电机控制应用性能优良的SAR型ADC

双通道AD7266是超快速12bit分辨率同步采样逐次逼近(SAR)型ADC.它的每通道吞吐率高达2 MSPS，能够实现极快的环路建立时间。其输入级结构和信号范围适合与流行的光电编码器连接以提供低成本高精度的解决方案。该芯片在5V电源供电时其功耗仅为27mW。

*快闪架构ADC

一个m位快闪或“并行架构”ADC使用由2N-1个比较器组成的阵列。模拟信号被送入每个比较器，每个比较器的另外一个输入端都有一个不同的参考电压，也即意味着比较器以等效于1LSB的电压增量加以偏置。参考电压来自于电阻分压器，每次量化时每个比较器被同时馈入时钟。图7(b)为快闪架构示意图。

*管道式架构ADC

管道式ADC的量化过程分好几级。每一级由采样保持(S/H)电路、“M位”分辨率的闪速ADC和数模转换器(DAC)组成。S/H电路的输出是一个电压值，与它收到触发信号时输入端的电压相同。模拟信号在第一级中被S/H电路采样，并被闪速ADC转换成M位数字编码，这个编码代表了ADC最终输出结果的最高有效位。图7（C）为管道式架构示意图。

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